SiC MOSFET 在 6.6kW 高頻率高功率密度功率轉換器中的應用

本文介紹了碳化矽 (SiC) 元件在高頻率 LLC 諧振 DC/DC 轉換器中的應用。此類轉換器可用於母線轉換器、電動汽車充電機、伺服器電源和儲能系統。在開關頻率較高的情況下，LLC 變壓器的漏電感可用作諧振電感，在 500kHz 和 6.6kW/400V 輸出下，可以使得體積和重量減少 50%，磁性元件的功率損耗減少 30%。實驗結果表明，在輸出為 400V/16A 的變頻器中，SiC 功率元件的性能優於 Si 功率元件，在 500kHz 時的轉換器峰值效率接近 98.5%。

簡介

高效率和高功率密度一直是開關電源的持續需求[1]。隨著碳化矽 (SiC) 元件等寬能隙 (WBG) 功率元件的技術開發和應用，使其在許多應用領域有望成為傳統矽 (Si) 元件的替代品。由於它們具有出色的開關速度和較低的開關損耗，以及導通電阻 (R_{DS_ON}) 的低溫飄移特性，因此可以實現更高的效率、更高的功率密度、以及更高的強健性和可靠性 [2-5]。此項研究將展示在 500kHz 到 1.5MHz 下，SiC MOSFET 在 6.6kW DC/DC 轉換器中的性能。高頻率操作的主要優點是變壓器和 EMI 濾波器更小，而且變壓器中集成了諧振電感，這進一步減小了轉換器的尺寸。與傳統的 100kHz - 200kHz DC/DC 轉換器相比，在 500kHz 下運行的電路磁性元件的體積和重量減少了 50%，LLC 轉換器（400V/16A 輸出）的峰值效率接近 98.5%。由於 ZVS 產生的串擾要小得多，因此 SiC MOSFET 即使在沒有負壓驅動電壓的情況下也可以可靠運行，從而降低了驅動電路成本。本文將介紹高頻操作的實用設計指南，如 PCB 佈局、磁芯材料和氣隙選擇、繞組線尺寸和結構、諧振電容器的選擇等，以及測試結果。

高頻率 LLC DC/DC 轉換器的類比

利用 LTspice 對 SiC MOSFET 的性能以及影響轉換器效率的因素進行模擬研究。圖 1 顯示的是一個全橋 LLC DC/DC 轉換器的簡化原理圖。當開關頻率為 500kHz，磁化電感 Lm = 30 mH 時，四個初級開關的類比總功耗為 80.24W（每個 20.06W），由於所有主開關的 ZVS 導通，二極體作為輸出整流器，總效率達到 98.11%。

較大的磁化電感 Lm 可以減小磁化電流，降低初級開關的導通損耗；但 Lm 的取值也需要提供足夠的磁化電流來使漏極-源極電容完全放電，並確保在死區期間初級開關 ZVS 的導通。因此，Lm 應滿足 (1) [6]。

其中，td 是上、下開關兩個閘極驅動信號之間的死區時間，fs 是開關頻率，C_Total 是總電容，包括初級開關的漏極-源極電容、PCB 的寄生電容和次級側二極體的反射電容。對於給定的死區時間 t_d，可以根據 (1) 對 L_m 進行優化設計，實現正常工作時的高效率。

設計注意事項

LLC 變壓器的設計

用 (1) 計算出最大磁化電感後，進行高頻率操作時，需要仔細考慮磁芯材料、氣隙和導線尺寸，否則會造成極大的功率損耗，導致變壓器因過熱而發生意外故障。在適用于高頻率的磁芯材料中，選擇了 Acme 的 P61，因為它的功率損耗低，而且易於獲得用於大功率應用的磁芯形狀，開關頻率範圍從 500kHz 到 1MHz。初步測試使用了 PQ50/28 磁芯。一次繞組 (φ 0.05mm´360´4) 和二次繞組 (φ 0.05mm´400´2 TIW) 都使用 Litz 導線，每個繞組有 9 圈。為了減少由氣隙附近的邊緣磁通引起的銅損，使用了三個分散式氣隙而不是一個大的氣隙，如圖 2 所示。

PCB 佈局

PCB 佈局對 EMI、信號完整性以及電路效率和操作起著至關重要的作用，尤其是對於高頻率 LLC 轉換器而言。圖 3 顯示了 LLC 轉換器實驗 PCB 中存在的寄生電容（版本 1 和版本 2）。版本 1 的 PCB 採用了較大面積的銅片，目的是為了減少 PCB 線路的功率損耗和消除電流迴路的磁場；但是，由於不同銅層之間存在較大面積的重疊，因此產生了表 I 所示的較大寄生電容。版本 2 的 PCB 的銅線和跡線重疊區域小得多，因此其產生的寄生電容大大降低。使用手持 LRC 測量儀在裸露的 PCB（沒有填充任何部件）上測量寄生電容。在 LLC 電路中，開關 (CP1-CP4)、變壓器繞組 (CP8-CP10) 和初級側中點 (CP11) 之間的大寄生電容會導致不希望出現的效率下降（如表 I 所示，測得效率下降了 0.8%，功率損耗增加了 26W）。因此，需要在降低銅損和寄生效應之間進行權衡。

實驗結果

圖 4 顯示的是功率密度為 128 W/in³ 的原型圖，初級開關採用 TO-247-3 封裝的 SiC MOSFET (C3M0060065D, 60 mW/650 V)，輸出整流器採用 TO-220 封裝的 SiC 二極體 (C6D10065A, 10 A/650 V)。由於高頻率操作，諧振電感採用了主變壓器的漏電感 (1mH)，因而不需要外部電感。基於 TI DSP 的控制卡 (TMDSCNCD280049C) 用於產生開環操作或閉環操作所需的閘極驅動信號，以調節輸出電壓。輔助電源（WolfSpeed 提供的 CRD-15DD17P）為控制電路和閘極驅動器供電。

圖 5 顯示了在 400V/16A 直流輸出下，測量效率與開關頻率的關係。最佳開關頻率範圍為 500kHz 到 650kHz，效率無明顯下降。隨著開關頻率的增加，效率的下降主要是由於 LLC 變壓器 [7]-[9] 中與頻率相關的銅損和磁芯損耗增加，以及 PCB 線路損耗。頻率從 500kHz 增加到 1MHz 時，閘極驅動導致的功耗增加了 2.2W，而每個 MOSFET 的功耗增加了 3.5W（模擬時從 20.06W 增加到 23.56W）。圖 6 顯示了開環操作中效率與輸出功率的關係圖。在半負載（約 3kW）時，可實現約 98.5% 的峰值效率。圖 7 顯示了初級側上開關捕獲的閘極-源極和漏極-源極波形，以及在 550kHz 和 400V 輸入時初級側諧振電流波形。

此外，我們還與初級側開關的 Si 基功率元件（英飛淩的 IPW60R70CFD7，57mW/600V）進行了對比測試。與 Si 基 MOSFET 相比，SiC 基 Wolfspeed 元件 C3M0060065D 的導通電阻隨接面溫度升高而增加的幅度要小得多。圖 8 顯示了這兩種元件的導通電阻與溫度的關係圖。在 150°C 時，SiC 元件的歸一化導通電阻為 1.3，而 Si 基元件則達到 2.3。圖 9 顯示了不同功率元件的效率與輸出功率的關係圖。Si 基 MOSFET 由於其導通電阻隨溫度的升高而顯著增加，開關損耗較大，在高功率時效率降低 1%，在相同的散熱條件下已進入熱失控狀態。

圖 5 顯示了在 400V/16A 直流輸出下，測量效率與開關頻率的關係。最佳開關頻率範圍為 500kHz 到 650kHz，效率無明顯下降。隨著開關頻率的增加，效率的下降主要是由於 LLC 變壓器 [7]-[9] 中與頻率相關的銅損和磁芯損耗增加，以及 PCB 線路損耗。頻率從 500kHz 增加到 1MHz 時，閘極驅動導致的功耗增加了 2.2W，而每個 MOSFET 的功耗增加了 3.5W（模擬時從 20.06W 增加到 23.56W）。圖 6 顯示了開環操作中效率與輸出功率的關係圖。在半負載（約 3kW）時，可實現約 98.5% 的峰值效率。圖 7 顯示了初級側上開關捕獲的閘極-源極和漏極-源極波形，以及在 550kHz 和 400V 輸入時初級側諧振電流波形。

此外，我們還與初級側開關的 Si 基功率元件（英飛淩的 IPW60R70CFD7，57mW/600V）進行了對比測試。與 Si 基 MOSFET 相比，SiC 基 Wolfspeed 元件 C3M0060065D 的導通電阻隨接面溫度升高而增加的幅度要小得多。圖 8 顯示了這兩種元件的導通電阻與溫度的關係圖。在 150°C 時，SiC 元件的歸一化導通電阻為 1.3，而 Si 基元件則達到 2.3。圖 9 顯示了不同功率元件的效率與輸出功率的關係圖。Si 基 MOSFET 由於其導通電阻隨溫度的升高而顯著增加，開關損耗較大，在高功率時效率降低 1%，在相同的散熱條件下已進入熱失控狀態。

對於在半橋或全橋電路中使用的 MOSFET 的關斷，通常建議使用負壓驅動電壓（對於 C3M006065D 為-3V~-4V），以防止因高 dv/dt 引起的串擾而導致快速開關元件的誤導通。但是，在 LLC 電路中，所有開關都是在零電壓下通過軟開關導通的，所以 dv/dt 要低得多，不會發生嚴重的串擾。因此，可以不需要開關關斷的負電壓，以降低驅動電路的複雜度和成本。圖 10 顯示了在沒有閘極負電壓驅動情況下捕獲的波形。從圖 11 中未觀察到異常閘極驅動信號，也未看到明顯的效率差異。

結論

本文介紹了一種採用 SiC MOSFET 和集成磁性元件的 LLC 諧振 DC/DC 轉換器，並在 500kHz - 1.5MHz 範圍內進行了全面測試。研究發現，精心設計的 PCB 佈局和變壓器是實現高轉換效率的關鍵。在功率密度為 128W/in3 的情況下,獲得了超過 98% 的峰值效率。測試效率資料和量測的波形表明，SiC MOSFET 在比傳統 Si 基元件高得多的頻率下操作時具有優越的性能。此外，測試顯示，在諧振 LLC 拓撲中，由於 ZVS 引起的串擾較小，即使在沒有用於關斷功率元件的負驅動電壓的情況下，SiC MOSFET 也能夠可靠地操作，因此降低了驅動的複雜度和成本。這些寬能隙元件在各種應用中為高效率、高功率密度的功率轉換提供了前所未有的機會。未來的研究將把平面磁性元件與表面貼裝功率元件結合起來，以實現更高功率密度轉換器的設計。

References

1. M. Paolucci, “Improving Power Density and Efficiency in Servers and Telecom,” Power Systems Design, Nov. 2015.
2. R. Wang, P. Ning, Z. Wang, et al., “A High-Temperature SiC Three Phase AC-DC Converter Design for > 100 °C Ambient Temperature,” IEEE Trans. Power Electronics, vol. 28, no. 1, pp 55-572, Jan. 2013.
3. L. Zhang, S. Guo, X. Li, et al., "Integrated SiC MOSFET Module with Ultralow Parasitic Inductance for Noise Free Ultrahigh Speed Switching," in Wide Bandgap Power Devices and Applications (WiPDA), 2015 IEEE 3rd Workshop, pp.224-229, 2-4 Nov. 2015.
4. J. W. Palmour, L. Cheng, V. Pala, et al., “Silicon Carbide Power MOSFETs: Breakthrough Performance from 900 V up to 15 kV,” in Power Semiconductor, pp.79–82, 15–19 June 2014.
5. G. Wang, F. Wang, G. Magai, et al., “Performance Comparison of 1200V 100A SiC MOSFET and 1200V 100A Silicon IGBT,” in 2013 IEEE ECCE, pp.3230-3234, 15–19 Sept. 2013.
6. B. Lu, W. Liu, Y. Liang, et al., “Optimal Design Methodology for LLC Resonant Converter,” IEEE-APEC Proc., 2006, pp. 533-538.
7. W. G. Hurley, E. Gath, and J. G. Breslin, “Optimizing the AC Resistance of Multilayer Transformer Windings with Arbitrary Current Waveforms,” IEEE Transactions on Power Electronics, pp. 369-376, Vol. 15, No. 2, March 2000. 369–76.
8. C. R. Sullivan, “Optimal Choice for Number of Strands in a Litz-Wire Transformer Winding,” IEEE Transactions on Power Electronics, pp.283-291, Vol. 14, No. 2, March 19.