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Fast Charging

碳化矽(SiC)在電動車直流快充的設計運用

Apr 19, 2022
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Article

電動汽車(EV)直流快速充電樁繞過安裝在電動汽車上的車載充電器,直接為電池提供快速直流充電。如下圖所示,直流快速充電樁由一級AC-DC 和隔離 DC-DC組成:

Fast chargers provide direct DC charging to the battery.

在優化系統效率的同時最大限度縮短充電時間是直流快速充電機的主要關注點。在設計此類系統時,必須考慮零組件選擇、電壓範圍和負載要求、運行成本、溫度、堅固性和環境保護,以及可靠性。

相比傳統 Si 和 IGBT 元件,利用 SiC 元件由於具有工作溫度更高、導通損耗更小、漏電流更低、突波能力更強、最大額定電壓,以及整體功率密度更高的特點,可實現更好的性能。但是,要充分利用這些優勢,則必須對電源轉換拓撲進行優化。

本文旨在探討數種考慮用於快速充電系統的電源轉換拓撲和一些可利用的工具/資源,以及包含多項關鍵比較的匯總表格。

無論是在家庭或公共區域、高速公路沿線還是為車隊充電,對交流電網的功率需求可從 2.2 kW 一路升到 1 MW。此類電網系統通常設計為 20 - 50 kW 的 AC-DC 和 DC-DC 電源模塊,可根據充電位置和車輛類型進行擴展,以滿足更高或更低的不同需求。

An infographic showing the wide range of charging options and power levels available to Fast DC Chargers

接下來,在設計時需要分析直流快速充電應用的實用性。首先,此類充電樁安裝在需要大範圍電池電壓輸出和寬負載曲線的公共區域。例如,目前道路上的大多數電動汽車的電池電壓均在 350 V - 450 V 範圍內,而新車型則採用 800 V 電池。此外,每一款電動汽車電池都有不同的充電曲線,這意味著電動汽車充電樁在設計時要滿足寬負載曲線和高滿載能力的需求。分析客戶行為也很重要,因為與家用充電樁不同,車輛幾乎始終會行駛到充電位置,因此此時的需求轉變為預熱電池和快速上升到頂峰的充電功率。您可以在左上圖中看到這一點,以及一些電池製造商所建議的電池容量達到 80% 時充電速率下降。

對於商業運營商而言,運營成本對投資至關重要。舉例來說,對於一個 360 kW 充電站,假設充電站每天運營 12 小時,充電單價為 25 美分/千瓦小時,如果充電效率提高 2%,每個充電站每天可節省約 22 美元。電動車市場的動態特性也推動充電系統對新車型的高度靈活性和更小的安裝占地面積的需求。

下面我們總結了快速充電樁系統的目標:

  • 大範圍電池電壓輸出(350 V - 800 V)
  • 寬負載曲線(單輛車/多輛車)和電池緩衝器(用於高性能車輛)
  • 針對滿負載充電進行優化
  • 實現雙向性,滿足回饋電網應用的需求
  • 靈活,可適應新行業趨勢/標準
  • 安裝占地面積小
  • 降低運營成本,實現盈利
  • 堅固耐用,工作溫度範圍廣

請記住上述要求和設計目標,一起來瞭解一些電源拓撲。

AC-DC 轉換

拓撲 1 – (AC-DC):3 相 2 電平雙向有源前端 AC/DC 轉換器

第一個 AC/DC 方案採用簡單的六開關、二電平有源前端(AFE)配置,包含六個功率可達 25 kW 的 Wolfspeed 1200V SiC MOSFET(如圖 1 所示)。總體而言,與 IGBT 元件對比,可觀察到 SiC 元件實現了多項改進(另請參閱圖 1)。

Circuit diagram showing a 3 phrase 2 level Active Front Ends
Metric
IGBT
SiC
Fsw
20kHz
45kHz
Power Density
3.5kW/L
4.5kW/L
Efficiency
97.2%
98.2%
Cost
IGBT
SiC
Switch
32%
62%
Choke
40%
19%
Driver
9%
9%
Thermal
19%
10%
Benefits
Challenges
SiC enables smaller choke with 2.5x Fsw
Can’t reduce frequency further to balance core loss
Low component count and low cost
High DC+/- swing adds MOSFET stress and loss
Mature control scheme
Hard-switched topology introduces EMI concerns
Overall simplicity
Large inherent footprint driven by size of choke

採用六個 SiC MOSFET,例如 Wolfspeed 的 32 mΩ C3M0032120K,可達到高效率(並在提高功率密度的同時降低成本)。另一項非獨立方案是使用可提供 25 kW 的單個 CCB021M12FM3 Wolfpack 模組。並聯使用附加模組將使額定功率翻倍至 50 kW。

設計資源:

參考設計 CRD22AD12N 展示使用單相或三相(電網供電)輸入的系統,在 22 kW 時具有 650 - 800 VDC 的非隔離輸出,運行峰值效率超過 98.5%。

在 AC/DC 配置的參考設計 CRD25AD12N-FMC 包含以三相輸入和 800 VDC 輸出運行的主動式整流器。該排列結構利用 CCB021M12FM3 WolfPACK™ 模組,可提供高達 25 kW 的功率,峰值效率超過 97%,同時還通過交錯多個功率達 25 kW 的 AFE,提供可提升功率水準的可擴展能力。

拓撲 2 - (AC-DC):T-Type雙向 AC/DC 變換器

與六開關方法相比,利用 1,200 V SiC MOSFET 的 T 型三電平 AC/DC 轉換器可實現更低的開關損耗,雖然在快速充電應用中滿負載運行時導通損耗占主導地位。

4 顯示一個雙向配置,在外部部分使用六個 1,200 V 32 mΩ SiC MOSFET,在中間部分使用另外六個 650 V 45 mΩ SiC MOSFET(導通電阻 RDS(on) 隨溫度升高變化小 以及良好的滿載容量)。在中間位置使用 SiC 也有利於快速充電應用,因為碳化矽的 RDS(on) 與 T­j 曲線平穩,可在各工作溫度下滿載運行時實現更高的系統效率。

Circuit diagram of a 6 MOSFET bidirectional configuration.
Benefits
Challenges
Lower switching loss vs. six-switch
High part count
Lower dv/dt for EMI
High component cost
Middle 650V SiC better RDSon vs. Temp
Complex control
Small magnetics (compared to six-switch)
Conduction loss dominates at full load in fast charger app
Low DC+/- swing, low MOSFET stress
 

拓撲 3 – (AC-DC):NPC/ANPC 雙向 AC/DC 變換器

最後,中性點–鉗位(NPC)或有源鉗位 NPC 拓撲非常輕鬆地完成了從傳統 Si 到 SiC 的過渡。在此設計中,低壓 MOSFET 可以與肖特基二極體結合使用,從而降低 MOSFET 上的應力和開關損耗(與上述拓撲中描述的二電平方法相比)。

5 展示 NPC 配置示例,其中包含 12 個 650 V、25 mΩ SiC MOSFET 和6個 650 V、16 A SiC 肖特基勢壘二極體。在使用這種拓撲結構時,需要權衡器件數量、成本和複雜性較高的因素。 5 列出與此實施相關的其他優勢和挑戰。

Circuit design diagram of a neutral-point-clamped (NPC) topology. The high part count, cost, and complexity are the tradeoffs for this topology.

AC-DC 拓撲的器件選擇

對於 AC/DC 變換器應用,在確定設計中使用的關鍵元件時必須做出一些抉擇。為減少串擾並最大限度提高效率,設計人員應選擇最高的 Cgs/Cgd 比率,同時使用柵負極驅動電壓進行關斷。滿載和高功率或連續功率運行的設計應該配置有利於降低導通損耗的器件。在針對硬開關、高電流和高頻操作進行設計時,應選擇具有低電感和開爾文接法的元件封裝,例如 Wolfspeed K 和 J 封裝。此外,選擇最低的 Qrr 可縮短反向恢復時間,降低損耗。表 6 顯示上述 AC/DC 拓撲的元件數量對比。

AC/DC Topology
2-level AFE (1)
T-Type (2)
NPC/ANPC (3)
SiC MOSFET Count
6
12
12
SiC Diode Count
0
0
6

DC-DC 轉換

拓撲 1 – (DC-DC):20 - 30 kW 兩電平 LLC 雙向 DC/DC 變換器

6 顯示具有雙向流動設計和總共 12 個 SiC MOSFET 的 兩 電平 LLC 電路示例,該電路可實現簡單、靈活的控制,具有高效率和磁性元件小的特點。在這種用於直流快速充電的配置中,繼電器可以針對 400 V 和 800 V 操作進行切換,滿足低或高充電電流的需求。一個不足之處在於:LLC 設計通常具有一個狹窄的最佳應用點,需要謹慎設計諧振回路。 7 列出與此實施相關的其他優勢和挑戰。

Circuit diagram for a 2-level LLC with 12 MOSFETs that enable simple, flexible control with high efficiency and small magnetics
Benefits
Challenges
1200V SiC enables simple 2-level control
Narrow sweet spot
Split 650V for flexible design optimized for 400V/800V outputs
 
SiC enables high switching frequency with smaller magnetics
 
Good current sharing with LLC tanks
 
High efficiency at resonance
 

拓撲 2 – (DC-DC):20 - 30 kW 兩電平 LLC 級聯雙向 DC/DC 變換器

7 顯示具有雙向流動設計和總共 12 個 MOSFET 的 2 電平 LLC 級聯電路示例,該電路支援從傳統 Si 元件輕鬆過渡到 SiC(電壓為 650 V)。儘管使用 SiC 器件可提升效率,但該結構也存在一些挑戰(請參閱 8)。

Circuit diagram showing how Silicon Carbide MOSFETs can be highly efficient due to SiC Components
Benefits
Challenges
Allows for simple transition from 650V Si to 650V SiC
2X parts count and cost
High efficiency at resonance
Poor current sharing due to parallel resonant tanks
 
Lower overall efficiency
 
Narrow sweet spot

CRD-22DD12N 是 Wolfspeed 的 22 kW 參考設計,這為利用 1200 V SiC MOSFET 的兩電平 LLC DC/DC 變換器設計確立了良好開端。該設計在電池電壓高達 800 V 時可實現 22 kW 的功率,並支持靈活的雙向功率傳輸,同時還能通過靈活的全橋和半橋方案來調整增益和效率。

通常,在設計 LLC 變換器時,要考慮的一點是選擇合適的 SiC MOSFET。以下指南說明了如何為 LLC 拓撲結構選擇恰當 MOSFET。

  • MOSFET 輸出電容(以及充電所需時間)對使用零電壓開關的變換器性能有著極大的影響力,具體如 LLC 電路所示。最理想的情況是,在 VDS 較低時,選擇 COSS 值最低的 SiC MOSFET。
  • LLC 變換器的關斷開關損耗與磁化電流成正比,而選擇較小Coss的MOSFET可以使得 LLC 設計的磁化電流通常較小,因此關斷時的開關損耗控制得很好。
  • 由於 LLC 中的關斷是硬開關,因此最好選擇帶有開爾文引腳的封裝,如 TO-247-4 或 TO-263-7 封裝,與 3 引線封裝相比,可降低高達 4 倍的開關損耗。此外,對於高頻應用來說,反向恢復的損耗可能很大,因此最好選擇反向恢復時間最短的元件。

拓撲 3 – (DC-DC):20 - 30 kW 雙有源橋(DAB)雙向 DC/DC變換器

8 顯示 20 - 30 kW 雙有源橋(移相)DC/DC 變換器示例,該示例提供了具有梯形電流曲線的快速充電解決方案(與 LLC 電路中的正弦曲線相比)。該拓撲的優勢與挑戰請參閱 9

Illustrated circuit diagram of a Dual Active Bridge DC/DC converter. It's fast charging abilities are linked to it's trapezoidal current profile.
Benefits
Challenges
Wide output range (vs. LLC)
Lower efficiency (vs. LLC), higher turn-off current results in higher switching loss
Simple control for charger module synchronization
Sharp current transitions may require EMI mitigation
 
Narrow range of ZVS

拓撲 4 – (DC-DC):30 - 60 kW 3 相 LLC 單向 DC/DC 轉換器

在設計 30 - 60 kW 範圍內的 DC/DC 變換器時,還需要考量存在的一些額外挑戰,例如 DC-link和輸出電容器上的高紋波電流、高輸出濾波器體積(對於 LLC 電路),以及初級側 MOSFET 上的高電流水準。為了演示在 30 kW 時這些問題的解決方案,Wolfspeed 創建了一個使用3 相交錯 LLC 拓撲的參考設計 CRD-30DD12N-K。60 kW 系統也可以使用分立式元件進行設計,但需要考慮額外的考慮因素,例如有關元件均流和寄生參數的對稱設計。

使用功率模組進行設計有助於簡化其中一些挑戰,方法是實現電感匹配、散熱設計已簡化且在各種功率級別下可擴展的解決方案,並支持將現有的全橋拓撲擴展到更高的功率級別

圖 9 顯示 CRD-30DD12N-K 中使用的3 相交錯 LLC DC/DC 變換器拓撲,而表 10 描述了相關優勢和挑戰。圖 10 表 11 展示了備選的 50 - 60 kW 兩 電平 LLC 諧振變換器配置,該配置在初級上使用半橋 Wolfspeed WolfPACK 功率模組,在次級上使用 30 A 肖特基二極體。表 12 表 13 顯示上述 DC/DC 拓撲的元件數量對比。

Circuit design diagram showing interleaved 3-phase LLC DC/DC
Benefits
Challenges
Low input current ripple
Tolerance of resonant capacitance/inductance and magnetizing Lm can result in unbalanced currents
Low output ripple and smaller output capacitor
Complex vector control (3-phase analysis applies)
Uniform distribution of power to 3-phase on primary
 
Flexible discrete solution with 1x or 2x SiC MOSFETs per position
 
Scalable to lower phases or higher number of phases
 
Benefits
Challenges
WolfPACK offers simple high power density primary
Tolerance of resonant capacitance/inductance and magnetizing Lm can result in unbalanced currents
Simple control
Optimization of magnetics can result in significant design tasks
DC/DC Topology
2-level LLC (1)
2-level LLC Cascade (2)
Dual Active Bridge (3)
SiC MOSFET Count
10
12
8
SiC Diode Count
0
0
0
DC/DC Topology
3-Phase LLC (1)
LLC Resonant Converter (2)
SiC MOSFET Count
6
4
SiC Diode Count
24
8

總結

總而言之,存在多種用於快速充電設計的變換器拓撲,可實現模組化、雙向性、滿載運行效率和高功率密度。SiC 技術是此類快速充電器設計和變換器拓撲的核心,可實現最佳性能,同時確保系統持久耐用,穩定可靠。本說明中描述的大多數拓撲都可以使用 Wolfspeed SpeedFit 2.0 設計模擬器™輕鬆進行模擬。

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